电流倍增整流电路和磁集成方案分析

由于低压大电流电源成为趋势，倍流整流电路具有很多优势。该文用于分析平时积累的相关知识，欢迎大家批评指正。未完待续~~~

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 1. 电路原理

倍流整流电路如下图所示，从下面的各个状态电流流向可知，下面两图是对偶的关系，可以交换输出滤波电感和整流二极管的位置，而不影响拓扑功能。

励磁阶段：

 去磁阶段：

 励磁阶段：

 去磁阶段：

 

 2.磁集成

2.1电感与电感集成

下图左边的图两路输出电感是独立没有耦合的，输出电流Io的交流成分小于单路电感电流的交流成分。

下图右边的图两路输出电感是存在耦合的，输出电流Io的交流成分大于单路电感电流的交流成分。

结合下图的磁路等效模型，没有耦合的方案可以理解为两路磁芯的Lk无穷大。存在耦合的方案可以理解为存在着Lm和Lk，当完全耦合的时候，Lm无穷大，Lk为零。

 

• 耦合系数越大，励磁电感Lm越大，电流纹波越小
• 耦合系数越大，承受直流偏磁的能力越差

2.2变压器与电感集成

上文分析了两路输出电感的磁集成方案，接下来分析电感与变压器的集成方案。（请注意下面三个电感电压之间的关系，后文分析将用到）

磁集成的目的是将两个及多个磁芯合并，减少磁芯回路，基于变压器与电感集成的方案，有以下两种集成思路。

 将三个磁芯合并在一起，把电感部分磁芯与变压器部分磁芯相抵消，形成了下面两种连接方案。（请注意下面三个磁通之间的关系，后面分析将会用到）

左图所示的电感绕组结构，电感绕组的直流磁通相叠加，交流磁通相抵消，导致磁芯容易饱和。

右图所示的电感绕组结构，电感绕组的直流磁通相抵消，交流磁通相叠加，导致该结构的磁芯损耗较大。

所以，设计的时候需要根据实际磁芯情况，选择合适的绕组结构。

以后面一种绕组结构为例（Φ_c = Φ₂ + Φ₁），由图可知，交流磁通减小，但是直流磁通增加，容易造成磁芯饱合。

 

 

 根据电路方程可知：V_Ns = V_L2 - V_L1 ，当N_Ns = N_L1 = N_L2 时，可以得到，Φ_c = Φ₂ - Φ_1。

上图磁路结构满足Φ_c = Φ₂ - Φ₁，去掉一个绕组，仍然满足该条件，因此可以去掉N_Ns、N_L1、N_L2中任意一个绕组，磁路绕组结构简化为：

去掉一个绕组后，并不影响电路节点电压方程和磁通连续性定律，因此去掉一个绕组的方案是可行的。

此时，绕组N_L1、N_L2既承担着变压器副边绕组的作用，又承担着电感绕组的作用。

3. 倍流整流电路的改进

现有的磁集成方案，原边绕组在中柱，电感绕组在边柱，气隙在边柱。由于绕组间距离较远，重叠面积较小，导致漏感较大。

改进磁集成方案，将原边绕组也分开在边柱，减小变压器的漏感。根据上面的分析可知，副边绕组有以下两种结构，

 上述改进磁集成方案，由于原边绕组与副边电感绕组之间存在气隙，导致励磁电感Lm受到气隙的限制，为了降低原边逆变全桥的无功损耗，于是提出了新的改进方案，即将边柱的气隙转移到中柱上面。

 

上图磁集成结构具有以下几个特点：

• • 在磁芯中柱存在较小的交流磁通ΔB_ac
  • 两个输出电感反向耦合
  • 磁芯边柱不存在直流磁通B_dc
  • 较大的励磁电感
  • 较小的漏感
  • 磁芯中柱存在直流磁通B_dc
  • 原边绕组更长
  • 输出电感被变压器匝数比限制